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會員注冊ad630簡介
AD630是一款高精度平衡調制器，結合了靈活的換流架構，通過激光晶圓調整的薄膜電阻提供精度和溫度溫度穩定。它的信號處理應用包括平衡調制和解調，同步檢波【synchronousdetecTIon】，相位檢測，正交檢波，相敏檢波，鎖相放大，和方波乘法。板上應用的電阻網絡提供精確的±1，±2閉環增益在0.05％的精度（AD630B）。這些電阻用于精確配置多路器的增益為+1，2，3，4。或者，使用外部反饋，允許設計者實現高增益或者復雜轉換的反饋拓撲結構。
AD630能夠作為一個精確的運放，有兩個差分輸入階和一個精確的比較器（用于選擇有源前段acTIvefrontend）。比較器的快速響應時間與電壓轉換速率【slewrate就是電壓轉換速率（SlewRate），簡寫為SR，簡稱壓擺率。其定義是在1微秒或者1納秒等時間里電壓升高的幅度，直觀上講就是方波電壓由波谷升到波峰所需時間，單位通常有V/s，V/ms，V/μs和V/ns四種。電壓轉換速率用示波器就可以測量。】和線性放大器最小轉換失真的快速設置想耦合。另外，在-100dB@10kHz，AD630在通道間的串擾極低。
ad630引腳圖及功能
AD630的特性
①可從100dB噪聲中恢復信號；
②頻道帶寬：2Mhz；
③壓擺率：45V/us；
④串擾：-120dB（1kHz）；
⑤引腳可編程、閉環增益：±1和±2；
⑥閉環增益精度和匹配：0.05%；
⑦通道失調電壓：100μV（AD630BD）；
⑧350kHz全功率帶寬。
ad630原理
這個電路可以工作在輸入信號頻率從DC到幾百kHz的范圍內。最佳的工作頻率范圍為 DC 到幾kHz。在這個頻段，這個電路的效果應該時這些精密整流電路中最好的。上述電路的輸入阻抗隨輸入電壓的極性變化，輸入電壓為正時輸入阻抗很高，輸入電壓為負時，輸入阻抗較低。所以對信號源的輸出阻抗有一定的要求，如果輸入信號的輸出阻抗較高，需要增加一級緩沖級。
AD630工作原理
AD630的操作運行方式可能會更容易識別為一個敏感電壓比較器的控制下的可以插入到信號路徑中的兩個固定增益級。當電路在正相和反相增益之間轉換，他提供了基本的調制解調功能。630是唯一的包括了激光晶圓調整的薄膜反饋電阻在單片芯片內。在圖2中配置產生了±2的增益并且能夠容易的通過移動RB從地連接到輸出端口轉換到±1增益。
比較器選擇兩個輸入級中的一個去完成運行的反饋連接，取消選擇輸入是關閉的，并且對操作的影響可以忽略。
當通道B被選擇，電阻Ra和Rf作為反相反饋連接，在如圖3的反相增益配置框圖。放大器有足夠的環路增益來減小Rb在反饋連接的虛地端的負載效應。當比較器的輸入符號反轉了，輸入B取消選擇，A被選中，新的等效電路為同相增益配置（如圖4）。Ra通過了運放的輸入終端，但由于放大器驅動差分電壓為0，閉環增益不受影響。
當Rf/Ra=1+Rf/Rb時，這兩個閉環增益大小相等，這是由于使Ra等于RfRb/（Rf+Rb），Rf和Rb的并聯等效電阻。
5KkΩ和兩個10kΩ電阻可以使得AD630的增益為2。通過并聯10kΩ的電阻使得Rf等于5kΩ，減去Rb，電路被編程為±1的增益（如9a所示）。這些和其它的，使用芯片上的電阻的配置表述了一個2.5kΩ的源阻抗的反相輸入端。更完整的AD630框圖表示了在同相輸入端2.5kΩ電阻有效，這樣能夠方便減小由于輸入偏置電流導致的誤差。
ad630應用電路一
鎖定放大是一種從干擾噪音中分離小窄帶信號的方法，它充當檢測器和窄帶濾波器的作用。在有大量不相關噪音的情況下，當期望的信號的頻率和相位已知，非常小的信號能被檢測出來。
鎖定放大器就是一個基本的同步解調器后跟隨一個低通濾波器。鎖定放大器的應用的一個非常重要的測量參數就是解調器的動態范圍，如圖14所示的原理圖，表示了用于鎖定放大器時AD630的動態范圍，圖15為示波器照片，顯示了AD630很大的動態范圍。此圖演示了一個400Hz的調制信號從大小近似自身100000倍的噪音信號種恢復出來。
測試信號400Hz的載波調制0.1Hz的正弦波產生，正弦調制波形用于清楚的說明，信號通過類似于圖9b的電路產生，顯示在如圖15上部的軌跡。他被衰減10萬次，規范化求和放大器的輸出B。噪音信號通過求和放大器加入到調制信號中，這個信號是簡單的帶限裁剪的白噪聲。圖15的中間軌跡顯示了衰減的信號和噪音的疊加。混合信號使用相位信息同步解調（相位信息來自于調制器），結果為使用2極點的簡單濾波器進行低通濾波，濾波器對輸出端提供100增益，恢復后的信號在圖15的下部。
上述這個混合的信號和干擾噪音類似于要求進行檢測的鎖定放大的信號。AD630精確的輸入性能提供了大于100dB的信號范圍，并且其動態響應允許其用于載波頻率比實例中的大于兩個或以上的數量級。一個更復雜的低通輸出濾波器，將有助于抵抗更寬的帶寬干擾。
ad630應用電路二
圖2描繪了一條全數字電路，你可在小型CPLD中實施該電路，來產生圖1中的0和90？基準信號。1號計數器以數字時鐘脈沖的數量N的形式來測量基準信號時間，其中的基準時間可能不同于50%。在基準信號的每個正前沿，該計數器在N1=1處收到一條預設命令。D型雙穩態多諧振蕩器IC1產生這類脈沖。
圖1：OA1把雙極VA信號積分，并創建三角波。VR1和VR2獲得關于VA的90。相移基準電壓。
圖2：你可在小型CPLD中實現這條全數字電路。
當基準時間超過N/4整數值的大約四倍時，就會缺少最后的EQ信號。為了克服這個問題，RST脈沖和EQ脈沖的“或”組合會在每個基準時間周期內產生四條幾乎等距的命令。N/4整數除法是邏輯右移N1的兩位，在最后的脈沖位置上產生最大誤差3。T型雙穩態多諧振蕩器IC3產生一個信號，頻率為基準信號的兩倍。這樣，準確度等于3/N1。
為使準確度至少能與AD630相比，1號計數器的N1輸出將為最高值。但是，如果你希望N1達到較高值，那么對于給定的數字時鐘頻率，位數的增加會使最大基準頻率下降。
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